T-Project 1: Preamplificatore a Valvole "Meeting"

Eccomi qui, come promesso, a parlare del preamplificatore a bassa impedenza d’uscita che abbiamo ascoltato in occasione del Meeting di Pomezia.

E’ un progetto che nasce circa quattro anni fa e da un’idea piuttosto semplice.

Le circuitazioni con uscita in cathode follower (inseguitore catodico) non mi hanno mai particolarmente impressionato a livello sonoro soprattutto se implementate con tubi non particolarmente performanti in termini di corrente e di resistenza interna che, a mio parere, hanno una sonorità abbastanza “scatolare” e poco dinamica.

Lo scopo o, se volete, la sfida era proprio quella di progettare un preamplificatore che pur utilizzando questa circuitazione per lo stadio d’uscita suonasse in modo sostanzialmente diverso.

La circuitazione classica prevede un due stadi ad accoppiamento diretto con un guadagno compreso fra i 20 ed i 25 dB e, visto che il cathode follower almeno in teoria serve proprio a questo, con un’impedenza d’uscita abbastanza bassa da poter pilotare carichi anche difficili.

Lo schema concettuale è quindi questo:



Entrambi gli stadi sono localmente controreazionati, il secondo (cathode follower) per sua intrinseca natura ed il primo (catodo comune) perché la resistenza catodica non è bypassata da alcun condensatore.

E’ opportuna a questo punto una piccola parentesi.

Una delle critiche maggiori che si fanno all’inseguitore catodico è proprio quella, ohibò, di essere uno stadio controreazionato e che tale deve restare per poter funzionare mentre nessuno si scandalizza più di tanto se, come nel nostro caso, il primo stadio a catodo comune lo è altrettanto.

Signori, questa controreazione non è il classico NFB (negative feedback) che prende una parte del segnale d’uscita per riportarlo, a fase invertita, allo stadio d’ingresso e che quindi, inevitabilmente, introduce un ritardo più o meno sensibile fra azione e reazione; la controreazione di cui stiamo parlando agisce “in tempo reale” senza alcun ritardo e quindi chi se la prende con questa tipologia circuitale per questo motivo non ha capito proprio nulla del suo funzionamento.

La scelta dei tubi.
Per il primo stadio avevo bisogno di un tubo con guadagno discretamente elevato ed abbastanza “sveglio” e quindi con transconduttanza abbastanza alta; se poi avesse anche una buona linearità per discrete correnti di placca ancora meglio.

Poco c’importa invece della resistenza interna perché sarà lo stadio successivo ad occuparsene.

La classica ECC88/6DJ8 o ancora meglio la E88CC (6922) fa giusto al caso nostro con un mu=33, S=11 mAV e, che comunque non guasta, con resistenza interna rp=1.8K circa.

Altri tubi “papabili” sono la 6CG7 che è la versione noval ed ancora più musicale della più conosciuta ed apprezzata 6SN7GT, sebbene sia decisamente inferiore come transconduttanza e con guadagno minore o ancora meglio la E182CC/6N6P che ha transconduttanza addirittura più elevata con guadagno paragonabile alla 6SN7GT.

Sconsiglierei invece la 6N1P che NON è un equivalente delle ECC88 se non per il guadagno simile ma con transconduttanza e resistenza interna notevolmente diverse.

Uno dei vantaggi di un circuito con uno stadio di guadagno ed uno con uscita a inseguitore catodico è quello di poter utilizzare tubi diversi per le due sezioni in modo da ottimizzarne le prestazioni.

Da qui la scelta del tubo finale che doveva essere abbastanza robusto in modo da erogare correnti discretamente elevate sul carico; questo limitava la scelta a tubi di potenza, sino stati essi triodi, come ad esempio la 2A3/45/300B ma decisamente sprecate per l’impiego, o pentodi collegati a triodo, come le EL84, le 6V6, le EL34 o anche le KT88/6550.

Scartata per ragioni “filologiche” l’idea dei pentodi e per ragioni di rapporto prezzo/prestazioni i triodi a riscaldamento diretto la scelta era obbligata: la 6080/6AS7/6N13S.

Sono tubi nati come regolatori nelle alimentazioni stabilizzate ma diffusamente impiegati anche in campo audio, soprattutto nei finali OTL.

E’ un tubo robustissimo (fino a 125 mA di corrente di placca) con una bassissima resistenza interna (circa 300 ohm) ed un guadagno intorno a 2.

La bassa resistenza interna ci consente di prevedere un’impedenza d’uscita nell’intorno degli 80-90 ohm a seconda del punto di lavoro scelto.

Il rovescio della medaglia è dato dal fatto che assorbe ben 2.5 A per i filamenti e questo ci costringerà a prevedere un trasformatore d’alimentazione ben dimensionato.

A proposito: i filamenti di tutti i tubi sono rigorosamente alimentati in alternata perché costa meno, stressa meno i tubi e suona meglio, alla faccia di chi sostiene la necessità dell'alimentazione in continua e magari anche della stabilizzazione della tensione dei filamenti adducendo la scusa del possibile ronzio causato dall’alternata: sono balle!... ascoltandolo questo ronzio l’avete sentito?

Scelti i tubi dovevamo ora impostare i punti di lavoro.

Qui entra in ballo la sensibilità e l’esperienza del progettista perché ci troviamo davanti al grafico delle caratteristiche anodiche del tubo che impongono la scelta di tre valori fondamentali: la corrente anodica (ia) la tensione anodica (Va) e la tensione di griglia (-Vg)

Innanzitutto in funzione delle valvole utilizzate decidiamo il valore della tensione anodica di alimentazione: un valore fra 250 e 300V sembrerebbe plausibile: mettiamoci circa a metà strada e decidiamo per circa 280V.

Queste sono le caratteristiche anodiche della ECC88



La mia esperienza mi dice che le ECC88 suonano meglio se si “tirano per il collo” e quindi per correnti di placca abbastanza elevate, diciamo superiori ai 4-5 mA ma anche 8-10 mA e con tensioni di placca vicine alle massime ammissibili.

In più non volevo problemi di accettazione e quindi una –Vg fra i 2 ed i 3V garantiva un ampio margine in ingresso.

Ecco che stabilita ia =6.5mA e –Vg=2V con 280V di alimentazione possiamo tracciare la retta di carico statica e vedere che in queste condizioni la tensione di placca sul tubo è circa 100V.

Si può subito notare la buona linearità che è indicata dalla spaziatura, che dovrebbe essere costante, delle curve –Vg intersecate dalla retta di carico per una escursione del segnale d’ingresso di 4V pp (0,-2,-4) .

La dissipazione del tubo è di circa 0.65W, ben al di sotto dei 1.8W massimi consentiti.

A questo punto potremmo calcolare i valori della resistenza anodica e catodica da inserire nel circuito utilizzando la solita legge di Ohm.

Per la resistenza anodica abbiamo deltaV=280-100=180V e quindi 180=Ra*0.0065 da cui Ra= 180/0.0065= 27K circa.
Per la resistenza catodica, analogamente ed avendo imposto –Vg=2V si ha Rk=3/0.0065=307 ohm circa.

Veniamo ora allo stadio d’uscita:
Le caratteristiche anodiche della 6N13S sono queste:



Quando si progettano due stadi ad accoppiamento diretto è fondamentale una condizione: la base della griglia del secondo tubo e quindi nel nostro caso la tensione sul catodo della 6N13S deve essere sempre maggiore della tensione presente sulla sua griglia e quindi di quella sulla placca dello stadio precedente.

Questo è evidente perché la differenza fra questi due valori rappresenta proprio la –Vg del secondo tubo che per sua natura deve essere negativa.

Viste le caratteristiche del tubo ed il guadagno dello stadio precedente e quindi dell’ampiezza p-p del segnale in uscita dalla E88CC ipotizziamo allora per la 6N13S una –Vg di circa 60V e per una corrente di tutto riposo (per il tubo) di circa 40mA.

Questo significa allora che sul catodo della valvola d’uscita dovremo avere circa 160V (100 della placca della ECC88+60 della –Vg della 6N13S)

La retta di carico con il relativo punto di lavoro sono indicati sulle caratteristiche anodiche.

A questo punto ricaviamo il valore della resistenza da inserire sul catodo della 6N13S per avere i 160V richiesti utilizzando sempre la solita legge di Ohm: 160=Rk*0.04 da cui Rk=4000 ohm

Attenzione perché questa resistenza dissipa W=R+i^2=4000*0.04^2 = 6.4W : ci vuole qualcosa di grosso!

A questo punto avremmo finito la nostra progettazione ed il risultato, inserendo i valori trovati in Microcap, è questo:



Approssimando i valori calcolati con quelli standard.

Come si vede siamo vicinissimi a quanto previsto in teoria.

Così configurato l’apparecchio guadagna complessivamente 21 dB e con una distorsione, per 2V RMS in uscita pari allo 0.018% in massima parte di seconda armonica.

Riguardo al guadagno ricordiamo che il cathode follower ha guadagno negativo, cioè non guadagna ma anzi perde e questa perdita di guadagno è tanto maggiore quanto minore è il guadagno intrinseco del tubo.

Nel nostro caso con un mu=2 della 6N13S la perdita è di circa 4 dB.

Questa è stata la prima versione del preamplificatore.

Ascoltato a lungo la mia sensazione è stata che suonasse decisamente meglio dei soliti apparecchi che utilizzavano lo stesso schema ma che utilizzavano “valvoline” classiche ma, per quello che avevo in mente, non era ancora quello che cercavo; mancava ancora quel “quid” che fa la differenza fra un apparecchio “normale” ed uno “ben suonante”; è evidente che stiamo parlando di giudizi ed impressioni assolutamente personali e limitate ad un ben preciso contesto d’impianto.

Se qualcuno volesse comunque realizzarlo così si troverebbe fra le mani e senza falsa modestia, un signor preamplificatore!

Questa è una delle primissime versioni dell'apparecchio, molto diversa da quella ascoltata a Pomezia, che utilizza la 6CG7 come stadio di guadagno, la 6080WB per lo stadio d'uscita ed una 5U4GB come raddrizzatrice.



e dentro:



Come si nota la resistenza da 4K sui catodi della 6080 è realizzata con un parallelo di tre resistenze da 12K/7W e si intravvedono anche i led, blu in questo caso, della modifica successiva.

Ma andiamo con ordine.

Cosa si poteva fare per migliorarlo?

La prima idea, semplicissima da implementare, è quella di polarizzare il primo stadio con un led al posto della resistenza di catodo da 330 ohm e quindi inserire un CVS (Constant Voltage Source).

Circa 2.1V sono giusti giusti la caduta di tensione di un led giallo (o verde) e quindi via la 330R ed al suo posto il led.

L’effetto di questa modifica è che il guadagno aumenta a circa 23.5 dB per effetto della minor controreazione attuata dal led rispetto alla resistenza e, di conseguenza, aumenta leggermente la distorsione che, per i soliti 2V RMS in uscita si porta ora a circa lo 0.022% .

All’ascolto la modifica è evidente: maggior pulizia generale, immagine più ampia e stabile, grana più fine con altissime frequenze più estese ma assolutamente mai fastidiose.

Questa è la seconda versione.

Vi ringrazio ma non è ancora finita...

Veniamo ora alla versione definitiva (forse) che è poi quella che avete ascoltato a Pomezia.

Restava solamente una cosa da fare ancora: sostituire le resistenze di placca della ECC88 e di catodo della 6N13S con due CCS (Constant Current Source) in modo da “inchiodare” davvero i punti di lavoro ai valori di progetto.

Prima dello schema definitivo, abbiate pazienza, arriverà presto, cerchiamo di capire cosa succede sostituendo una semplice resistenza con un CCS.
Riprendiamo le caratteristiche anodiche della ECC88 con la relativa retta di carico tracciata ed imponiamo che la corrente circolante nel tubo sia costante al variare di -Vg

La nuova retta di carico diventa allora orizzontale (ia=cost)




Osservate cosa è accaduto: la spaziatura fra le curve –Vg fra 0V e -4V è ora davvero praticamente costante che significa un aumento della linearità ed una diminuzione della distorsione.

Facciamo la stessa operazione con la 6N13S:




Anche in questo caso, seppur in maniera meno evidente, la linearità aumenta.

E veniamo finalmente allo schema definitivo che è poi quello che avete ascoltato.





Le poche resistenze sono tutte a impasto di carbone da 1W di dissipazione, se trovate le Allen Bradley…

Le R9 e R16 possono essere convenientemente sostituite da due trimmer multigiri Cermet rispettivamente da 200 ohm e da 100 ohm per un perfetto controllo delle correnti di riposo e per attuare velocemente eventuali modifiche.

E questi sono i valori simulati dell’ampiezza del segnale in uscita, della THD e della forma d’onda per circa 2V RMS abbondanti in uscita per un segnale in ingresso di 141 mV pp (100mV RMS)





Come si vede la distorsione si è ridotta sensibilmente rispetto alla situazione precedente, arrivando, per i soliti 2V RMS in uscita, al valore dello 0.0045%... si,… avete letto bene,… 0.0045% e questo risultato è dovuto in massima parte proprio all’utilizzo dei CCS e per le ragioni prima spiegate.

Notate anche che la THD è prevalentemente di seconda armonica con un accenno di terza che rimane comunque confinata al valore dello 0.0006%, direi ininfluente all’ascolto.

Questi valori dovrebbero anche far riflettere coloro i quali “pontificano” che un apparecchio a valvole distorce più di uno a Stato Solido e suona così “piacevole” proprio a causa di abbondanti dosi di distorsione di seconda armonica … 0.0045%, se è “abbondante distorsione” giudicatelo voi…

Come suona l’aggeggio lo avete sentito con le vostre orecchie e quindi ogni mio commento al riguardo è assolutamente superfluo.

La sezione di alimentazione.

Come vado predicando da una vita l’alimentazione è parte integrante del progetto e deve essere progettata insieme alla sezione audio vera e propria e questo vale sempre e per qualunque apparecchio.

Insomma, l’alimentatore suona anch’esso!

Lo schema è questo:




Si tratta di un alimentatore che utilizza una raddrizzatrice del tipo 5AR4/GZ34 e con lo schema CLC-RC-RC con l’ultima cella RC sdoppiata per i due canali e con la particolarità di utilizzare due moltiplicatori di capacità realizzati semplicemente con un MJE340 ed una resistenza da 22K (27K): i condensatori a film da 1 uF servono a mantenere abbastanza bassa l’impedenza d’uscita dell’alimentatore.

Alcuni aggiustaggi potrebbero rendersi necessari utilizzando un TA diverso da quello che io ho utilizzato, specialmente per quel che riguarda l’impedenza riflessa al suo secondario: queste differenze portano ad ottenere in uscita tensioni leggermente diverse e per “aggiustarle” al valore nominale di circa 280/285V si può intervenire su R17 ma solo se le tensioni d’uscita sono troppo alte perché quella resistenza serve a limitare lo Steady State Peak Plate della raddrizzatrice e 47 ohm sono il valore minimo di sicurezza per evitare correnti inverse nel tubo fuori specifiche all’atto dell’accensione; l’intervento di aggiustaggio più ovvio è quello su R11, attualmente da 220 ohm/5W che può essere aumentata o diminuita a seconda delle necessità o anche eventualmente sulle resistenze dei moltiplicatori di capacità (22K/27K).

Vi prego di non modificare, soprattutto aumentare arbitrariamente, i valori dei condensatori di filtro perché i valori indicati sono quelli giusti per ottenere le prestazioni richieste: un giorno di questi parleremo anche del calcolo degli alimentatori.

Questo alimentatore, per il massimo assorbimento, ha un ripple residuo di circa 234 uV (0.000234V !)

Per il resto lo schema mi pare abbastanza banale e facilmente comprensibile.

Il TA è un 280+280V/150mA per l’anodica e 5V/3A e 6.3V/4A rispettivamente per i filamenti della raddrizzatrice e per i tubi di segnale.

P.S. L'impedenza d'uscita è di circa 85 ohm e l'apparecchio è in grado di erogare circa 400 mW su 600 ohm.

Alcune foto dell'interno realizzate "al banco"..




si vedono bene i CCS per la E88CC a sinistra e montati su un'unica basetta ed i due separati e sui dissipatori per la 6N13S; in questa versione i led sono ancora blu (-vg=3V) ma nella definitiva sono gialli per una -vg=2.1V circa e quindi con il punto di lavoro scelto in fase progettuale.

Immediatamente a ridosso del setto separatore sono cablati i moltiplicatori di capacità direttamente sui condensatori di filtro con i quattro condensatori arancioni (Philips) da 1 uF/400V.

All'estrema destra la restante parte dell'alimentatore con il condensatore motor run da 25 uF e l'induttanza di filtro.

Le due resistenze verdi che si intravvedono fra i dissipatori sono da 220R/5W e servono a determinare le zero virtuale dell'alimentazione dei filamenti.

Veniamo ora ai costi, partendo dal presupposto di dover acquistare tutto ma escludendo il mobile che ciascuno potrà decidere a suo piacimento come realizzare.

La lista della spesa

circa 12-15 euro per una E88CC/6922 (EH, JJ o similare)
circa 10 euro per la 6N13S (NOS Svetlana)
circa 10 euro per la 5AR4 (la Shuguang va benissimo)
circa 45 euro per il TA (ATC Campobasso)
circa 15 euro per l'induttanza di filtro
circa 20 euro per tutta la componentistica (resistenze, BJT, led, ecc)
circa 20 euro per i condensatori dell’alimentazione (il primo da 25 uF è un polipropilene motorrun ma un elettrolitico da 22uF/350V va altrettanto bene e gli altri sono JJ 100+100uF/500V sostituibili con componenti simili anche a 350V)
circa 10 euro per i dissipatori per i CCS sulla 6N13S (abbondanti perché gliMJE340 dissipano ciascuno circa 6.5W!)

Il costo totale è a questo punto di circa 140/150 euro al massimo.

Ho tralasciato volutamente il condensatore d’uscita perché qui è bene sperimentare.

Nella mia versione questo è un carta/olio russo della serie K42 da 4uF/300V bypassato da un Solen da 0.47uF: il costo delle coppie necessarie non dovrebbe superare i 10-15 euro.

Se avete nel cassetto qualcosa di buono a film dai 2.2 uF in su con tensione di lavoro 250V provatelo!

Aggiungete il (i) potenziometro di volume rigorosamente da 50K (al massimo 100K), qualche ora di lavoro e… tanta passione… ed il gioco è fatto!

Nota: nella versione che avete ascoltato i tubi sono tutti NOS, in particolare la E88CC/6922 è una Siemens (griglia e piedini dorati) e la GZ34 una Mullard mentre la 6N13S è la Svetlana NOS che vi ho consigliato e abbondantemente rodata.

Spero di esservi stato d’aiuto ed abbastanza chiaro nelle spiegazioni ed ovviamente sono a disposizione per qualunque domanda o dubbio abbiate in merito alla eventuale realizzazione dell’apparecchio.

Grazie per gli apprezzamenti e buon lavoro!

francoiacc ha scritto:Maurizio, potresti brevemente spiegare come vengono dimensionati CSS e moltiplicatori di capacità ?

Grazie e compliementi.

Grazie a te!

Spiegare in due parole il funzionamento del CCS e del moltiplicatore di capacità non è semplicissimo ma ci proverò.

Il CCS o meglio nel nostro caso il C4S (Camille Cascode Constant Current Source) non è altro che un amplificatore cascode che ha la particolarità di essere polarizzato a corrente (e tensione) costante per mezzo dei diodi led: questa condizione impone la costanza anche della corrente circolante nei BJT.

Per il dimensionamento puoi fare riferimento alla figura:



Un po' più complesso spiegare il funzionamento del moltiplicatore di capacità che non funziona esattamente come il nome farebbe supporre ma è in pratica un filtro passa basso del primo ordine che tende ad eliminare le armoniche superiori alla fondamentale (50 o 100 Hz).

Una spiegazione piuttosto semplice ed esauriente la trovi qui insieme anche al calcolo per il suo dimensionamento:

http://www.bsproj.it/index.php?option=com_content&view=article&id=84:gli-alimentatori-parte-6-il-moltiplicatore-di-capacita&catid=46:circuiti-dalimentazione&Itemid=66

Saluti

In altra parte di questo thread ho indicato un link che spiega in maniera sufficientemente esauriente il funzionamento del moltiplicatore di capacità: qui
http://www.bsproj.it/index.php?option=com_content&view=article&id=84:gli-alimentatori-parte-6-il-moltiplicatore-di-capacita&catid=46:circuiti-dalimentazione&Itemid=66

In effetti il circuito non funziona come il nome farebbe supporre e cioè "moltiplicare una capacità" ma si tratta invece di un filtro passa basso che filtra i disturbi sulle linee di alimentazione ad di sopra di una determinata frequenza che dipende (anche) dal valore della della resistenza di polarizzazione della base del BJT e dalla capacità del condensatore relativo.

Ne mio pre i condensatori sono a 500V ma bastano da 350 V.